Blinken Sie eine LED mit Assembly Language amp ein PIC Um die blendend offensichtlich, gibt es viele Aromen von Mikrocontroller in der Welt. Es gibt unzählige Anwendungen für sie zu. Dieses Instructable wird die Schritte zum Blinken einer LED mit einem PIC-Mikrocontroller und Mikrochip-Assembler-Sprache, zeigt Ihnen, wie Sie Zugriff auf und verwenden einige der device39s Hardware-Peripheriegeräte Um dies zu tun, werde ich Ihnen zeigen, wie eine LED an etwa 1 blinkt Hz mit einem Arbeitszyklus von 50. Schritt 1: Erhalten Sie benötigte Teile Werkzeuge Was Sie benötigen 1. Ein PIC, vorzugsweise ein 16F1936 - aber solange Sie Ihre spezifische Hardware kennen, könnten Sie dies wahrscheinlich auf fast jedem 8-Bit-PIC mit einem On-Board-16-Bit-Timer implementieren . Es gibt einige leichte Programmierunterschiede zwischen den 1936 und früheren uCs, dass Sie vielleicht vertraut mit. Das 1936 ist, was ich im Augenblick habe, und es ist ziemlich spiffy 2. Einige Weise, das PIC zu programmieren. Ich werde mit einem PICkit III zu tun ICSP (In-Circuit serielle Programmierung). Kann von Microchip für eine kleine Summe bekommen werden. Es gibt viele Programmieroptionen für PICs. Sie können sogar Ihre eigenen Programmierer rollen. 3. MPlab. Dieses ist von Microchip für die niedrigen niedrigen Kosten von frei erhältlich. 4. Verschiedene elektronische Teile / Geräte - A 3-6V Stromversorgung - Steckbrett - Steckbrücken - 1 uF Kondensator - 10K Widerstand - LED der Wahl (ca. 20 ma Stromaufnahme) und passend dimensionierter Widerstand. - Eine kleine taktile switchAs andere haben erwähnt, sollten Sie ein IIR (endlose Impulsantwort) - Filter anstatt der FIR (Finite Impulse Response) Filter Sie jetzt verwenden. Es gibt mehr dazu, aber auf den ersten Blick werden FIR-Filter als explizite Windungen und IIR-Filter mit Gleichungen implementiert. Das besondere IIR-Filter, das ich viel in Mikrocontrollern verwende, ist ein einpoliges Tiefpaßfilter. Dies ist das digitale Äquivalent eines einfachen R-C-Analogfilters. Für die meisten Anwendungen haben diese bessere Eigenschaften als der Kastenfilter, den Sie verwenden. Die meisten Verwendungen eines Box-Filter, die ich begegnet bin, sind ein Ergebnis von jemand nicht Aufmerksamkeit in der digitalen Signalverarbeitung Klasse, nicht als Ergebnis der Notwendigkeit ihrer besonderen Eigenschaften. Wenn Sie nur wollen, um hohe Frequenzen zu dämpfen, dass Sie wissen, Rauschen sind, ist ein einpoliges Tiefpassfilter besser. Der beste Weg, um ein digitales in einem Mikrocontroller zu implementieren, ist in der Regel: FILT lt - FILT FF (NEW - FILT) FILT ist ein Stück persistenten Zustand. Dies ist die einzige persistente Variable, die Sie benötigen, um diesen Filter zu berechnen. NEU ist der neue Wert, den der Filter mit dieser Iteration aktualisiert. FF ist die Filterfraktion. Die die Schwere des Filters einstellt. Betrachten Sie diesen Algorithmus und sehen Sie, dass für FF 0 der Filter unendlich schwer ist, da sich der Ausgang nie ändert. Für FF 1 ist das eigentlich gar kein Filter, da der Ausgang nur dem Eingang folgt. Nützliche Werte sind dazwischen. Bei kleinen Systemen wählen Sie FF auf 1/2 N, so dass die Multiplikation mit FF als Rechtsverschiebung um N Bits erreicht werden kann. Beispielsweise kann FF 1/16 betragen und das Multiplizieren mit FF daher eine Rechtsverschiebung von 4 Bits. Andernfalls benötigt dieses Filter nur eine Subtraktion und eine Addition, obwohl die Zahlen in der Regel größer als der Eingangswert sein müssen (mehr über die numerische Genauigkeit in einem separaten Abschnitt weiter unten). Ich normalerweise nehmen A / D-Messwerte deutlich schneller als sie benötigt werden und wenden Sie zwei dieser Filter kaskadiert. Dies ist das digitale Äquivalent von zwei R-C-Filtern in Serie und dämpft um 12 dB / Oktave über der Rolloff-Frequenz. Für A / D-Messungen ist es jedoch gewöhnlich relevanter, den Filter im Zeitbereich zu betrachten, indem er seine Sprungantwort betrachtet. Dies zeigt Ihnen, wie schnell Ihr System eine Änderung sehen wird, wenn die Sache, die Sie messen, ändert. Zur Erleichterung der Gestaltung dieser Filter (was nur bedeutet Kommissionierung FF und entscheiden, wie viele von ihnen zu kaskadieren), benutze ich mein Programm FILTBITS. Sie legen die Anzahl der Schaltbits für jede FF in der kaskadierten Filterreihe fest und berechnen die Schrittantwort und andere Werte. Eigentlich habe ich in der Regel laufen diese über mein Wrapper-Skript PLOTFILT. Dies führt FILTBITS, die eine CSV-Datei macht, dann die CSV-Datei. Beispielsweise ist hier das Ergebnis von PLOTFILT 4 4: Die beiden Parameter zu PLOTFILT bedeuten, dass es zwei Filter gibt, die von dem oben beschriebenen Typ kaskadiert sind. Die Werte von 4 geben die Anzahl der Schaltbits an, um die Multiplikation mit FF zu realisieren. Die beiden FF-Werte sind in diesem Fall 1/16. Die rote Spur ist die Einheit Schritt Antwort, und ist die Hauptsache zu betrachten. Dies bedeutet beispielsweise, dass sich der Ausgang des kombinierten Filters auf 90 des neuen Wertes in 60 Iterationen niederschlägt, falls sich der Eingang sofort ändert. Wenn Sie ca. 95 Einschwingzeit kümmern, dann müssen Sie ca. 73 Iterationen warten, und für 50 Einschwingzeit nur 26 Iterationen. Die grüne Kurve zeigt Ihnen den Ausgang einer einzelnen Amplitude. Dies gibt Ihnen eine Vorstellung von der zufälligen Rauschunterdrückung. Es sieht aus wie keine einzelne Probe wird mehr als eine 2,5 Änderung in der Ausgabe verursachen. Die blaue Spur soll ein subjektives Gefühl geben, was dieser Filter mit weißem Rauschen macht. Dies ist kein strenger Test, da es keine Garantie gibt, was genau der Inhalt der Zufallszahlen war, die als der weiße Rauscheneingang für diesen Durchlauf von PLOTFILT ausgewählt wurden. Seine nur, um Ihnen ein grobes Gefühl, wie viel es gequetscht werden und wie glatt es ist. PLOTFILT, vielleicht FILTBITS, und viele andere nützliche Dinge, vor allem für PIC-Firmware-Entwicklung ist verfügbar in der PIC Development Tools-Software-Release auf meiner Software-Downloads-Seite. Hinzugefügt über numerische Genauigkeit Ich sehe aus den Kommentaren und nun eine neue Antwort, dass es Interesse an der Diskussion der Anzahl der Bits benötigt, um diesen Filter zu implementieren. Beachten Sie, dass das Multiplizieren mit FF Log 2 (FF) neue Bits unterhalb des Binärpunkts erzeugt. Bei kleinen Systemen wird FF gewöhnlich mit 1/2 N gewählt, so daß diese Multiplikation tatsächlich durch eine Rechtsverschiebung von N Bits realisiert wird. FILT ist daher meist eine feste Ganzzahl. Beachten Sie, dass dies ändert keine der Mathematik aus der Prozessoren Sicht. Wenn Sie beispielsweise 10-Bit A / D-Messwerte und N 4 (FF 1/16) filtern, benötigen Sie 4 Fraktionsbits unter den 10-Bit-Integer-A / D-Messwerten. Einer der meisten Prozessoren, youd tun 16-Bit-Integer-Operationen aufgrund der 10-Bit-A / D-Lesungen. In diesem Fall können Sie immer noch genau die gleichen 16-Bit-Integer-Opertions, aber beginnen mit der A / D-Lesungen um 4 Bits verschoben verschoben. Der Prozessor kennt den Unterschied nicht und muss nicht. Das Durchführen der Mathematik auf ganzen 16-Bit-Ganzzahlen funktioniert, ob Sie sie als 12,4 feste oder wahre 16-Bit-Ganzzahlen (16,0 Fixpunkt) betrachten. Im Allgemeinen müssen Sie jedem Filterpole N Bits hinzufügen, wenn Sie aufgrund der numerischen Darstellung kein Rauschen hinzufügen möchten. Im obigen Beispiel müsste das zweite Filter von zwei 1044 18 Bits haben, um keine Informationen zu verlieren. In der Praxis auf einer 8-Bit-Maschine bedeutet, dass youd 24-Bit-Werte verwenden. Technisch nur den zweiten Pol von zwei würde den größeren Wert benötigen, aber für Firmware Einfachheit ich in der Regel die gleiche Darstellung, und damit der gleiche Code, für alle Pole eines Filters. Normalerweise schreibe ich eine Unterroutine oder Makro, um eine Filterpol-Operation durchzuführen, dann gelten, dass für jeden Pol. Ob eine Unterroutine oder ein Makro davon abhängt, ob Zyklen oder Programmspeicher in diesem Projekt wichtiger sind. So oder so, ich benutze einige Scratch-Zustand, um NEU in die Subroutine / Makro, die FILT Updates, sondern auch lädt, dass in den gleichen Kratzer NEU war in. Dies macht es einfach, mehrere Pole anzuwenden, da die aktualisierte FILT von einem Pol ist Die NEUE der nächsten. Wenn ein Unterprogramm, ist es sinnvoll, einen Zeiger auf FILT auf dem Weg in, die auf nur nach FILT auf dem Weg nach draußen aktualisiert wird. Auf diese Weise arbeitet das Unterprogramm automatisch auf aufeinanderfolgenden Filtern im Speicher, wenn es mehrmals aufgerufen wird. Mit einem Makro benötigen Sie nicht einen Zeiger, da Sie in der Adresse passieren, um auf jeder Iteration zu arbeiten. Code-Beispiele Hier ist ein Beispiel für ein Makro wie oben für eine PIC 18 beschrieben: Und hier ist ein ähnliches Makro für eine PIC 24 oder dsPIC 30 oder 33: Beide Beispiele sind als Makros mit meinem PIC-Assembler-Präprozessor implementiert. Die mehr fähig ist als eine der eingebauten Makroanlagen. Clabacchio: Ein weiteres Thema, das ich erwähnen sollte, ist die Firmware-Implementierung. Sie können eine einpolige Tiefpassfilter-Subroutine einmal schreiben und dann mehrmals anwenden. Tatsächlich schreibe ich normalerweise solch ein Unterprogramm, um einen Zeiger im Gedächtnis in den Filterzustand zu nehmen, dann ihn voranbringen den Zeiger, so daß er nacheinander leicht aufgerufen werden kann, um mehrpolige Filter zu verwirklichen. Ndash Olin Lathrop Apr 20 12 at 15:03 1. Dank sehr viel für Ihre Antworten - alle von ihnen. Ich beschloss, dieses IIR-Filter zu verwenden, aber dieser Filter wird nicht als Standard-Tiefpaßfilter verwendet, da ich die Zählerwerte berechnen und sie vergleichen muss, um Änderungen in einem bestimmten Bereich zu erkennen. Da diese Werte von sehr unterschiedlichen Dimensionen abhängig von Hardware Ich wollte einen Durchschnitt nehmen, um in der Lage sein, auf diese Hardware spezifischen Änderungen automatisch reagieren. Wenn Sie mit der Beschränkung einer Macht von zwei Anzahl von Elementen zu durchschnittlich leben können (dh 2,4,8,16,32 etc), dann kann die Teilung einfach und effizient auf einem getan werden Low-Performance-Mikro ohne dedizierte Division, weil es als Bit-Shift durchgeführt werden kann. Jede Schicht rechts ist eine Macht von zwei zB: Der OP dachte, er hatte zwei Probleme, die Teilung in einem PIC16 und Speicher für seinen Ringpuffer. Diese Antwort zeigt, dass die Teilung nicht schwierig ist. Zwar adressiert es nicht das Gedächtnisproblem, aber das SE-System erlaubt Teilantworten, und Benutzer können etwas von jeder Antwort für selbst nehmen, oder sogar redigieren und kombinieren andere39s Antworten. Da einige der anderen Antworten eine Divisionsoperation erfordern, sind sie ähnlich unvollständig, da sie nicht zeigen, wie dies auf einem PIC16 effizient erreicht werden kann. Ndash Martin Apr 20 12 at 13:01 Es gibt eine Antwort für einen echten gleitenden Durchschnitt Filter (auch bekannt als Boxcar-Filter) mit weniger Speicher Anforderungen, wenn Sie dont mind Downsampling. Es heißt ein kaskadiertes Integrator-Kamm-Filter (CIC). Die Idee ist, dass Sie einen Integrator, die Sie nehmen Differenzen über einen Zeitraum, und die wichtigsten Speicher-sparende Gerät ist, dass durch Downsampling, müssen Sie nicht jeden Wert des Integrators zu speichern. Es kann mit dem folgenden Pseudocode implementiert werden: Ihre effektive gleitende durchschnittliche Länge ist decimationFactorstatesize, aber Sie müssen nur um Stateize Proben zu halten. Offensichtlich können Sie bessere Leistung erzielen, wenn Ihr stateize und decimationFactor Potenzen von 2 sind, so dass die Divisions - und Restoperatoren durch Shifts und Masken ersetzt werden. Postscript: Ich stimme mit Olin, dass Sie sollten immer erwägen, einfache IIR-Filter vor einem gleitenden durchschnittlichen Filter. Wenn Sie die Frequenz-Nullen eines Boxcar-Filters nicht benötigen, wird ein 1-poliger oder 2-poliger Tiefpassfilter wahrscheinlich gut funktionieren. Auf der anderen Seite, wenn Sie für die Zwecke der Dezimierung filtern (mit einer hohen Sample-Rate-Eingang und Mittelung es für die Verwendung durch einen Low-Rate-Prozess), dann kann ein CIC-Filter genau das, was Sie suchen. (Vor allem, wenn Sie stateize1 verwenden und den Ringbuffer insgesamt mit nur einem einzigen vorherigen Integrator-Wert zu vermeiden) Theres einige eingehende Analyse der Mathematik hinter der Verwendung der ersten Ordnung IIR-Filter, Olin Lathrop bereits beschrieben hat auf der Digital Signal Processing Stack-Austausch (Enthält viele schöne Bilder.) Die Gleichung für diese IIR-Filter ist: Dies kann mit nur Ganzzahlen und keine Division mit dem folgenden Code implementiert werden (möglicherweise benötigen einige Debugging, wie ich aus dem Speicher wurde.) Dieser Filter approximiert einen gleitenden Durchschnitt von Die letzten K Proben durch Einstellen des Wertes von alpha auf 1 / K. Führen Sie dies im vorherigen Code durch die Definition von BITS auf LOG2 (K), dh für K 16 gesetzt BITS auf 4, für K 4 gesetzt BITS auf 2, etc. (Ill Überprüfung der Code hier aufgelistet, sobald ich eine Änderung und Bearbeiten Sie diese Antwort, wenn nötig.) Antwort # 1 am: Juni 23, 2010, um 4:04 Uhr Heres ein einpoliges Tiefpassfilter (gleitender Durchschnitt, mit Cutoff-Frequenz CutoffFrequency). Sehr einfach, sehr schnell, funktioniert super, und fast kein Speicher Overhead. Hinweis: Alle Variablen haben einen Bereich über die Filterfunktion hinaus, mit Ausnahme des übergebenen newInput Hinweis: Dies ist ein einstufiger Filter. Mehrere Stufen können zusammen kaskadiert werden, um die Schärfe des Filters zu erhöhen. Wenn Sie mehr als eine Stufe verwenden, müssen Sie DecayFactor anpassen (was die Cutoff-Frequenz betrifft), um sie zu kompensieren. Und natürlich alles, was Sie brauchen, ist die beiden Zeilen überall platziert, brauchen sie nicht ihre eigene Funktion. Dieser Filter hat eine Rampenzeit, bevor der gleitende Durchschnitt diejenige des Eingangssignals darstellt. Wenn Sie diese Rampenzeit umgehen müssen, können Sie MovingAverage einfach auf den ersten Wert von newInput anstelle von 0 initialisieren und hoffen, dass der erste newInput kein Ausreißer ist. (CutoffFrequency / SampleRate) einen Bereich zwischen 0 und 0,5 aufweist. DecayFactor ist ein Wert zwischen 0 und 1, in der Regel in der Nähe von 1. Single-precision Schwimmer sind gut genug für die meisten Dinge, ich bevorzuge nur Doppel. Wenn Sie mit ganzen Zahlen bleiben müssen, können Sie DecayFactor und Amplitude Factor in Fractional Integers umwandeln, in denen der Zähler als Integer gespeichert wird und der Nenner eine Ganzzahl von 2 ist (so können Sie Bit-Shift nach rechts als die Nenner, anstatt sich während der Filterschleife teilen zu müssen). Zum Beispiel, wenn DecayFactor 0.99, und Sie Ganzzahlen verwenden möchten, können Sie DecayFactor 0.99 65536 64881. Und dann immer wenn Sie multiplizieren mit DecayFactor in Ihrer Filterschleife, nur verschieben Sie das Ergebnis 16. Für weitere Informationen über dieses, ein ausgezeichnetes Buch thats Online, Kapitel 19 auf rekursive Filter: dspguide / ch19.htm PS Für das Moving Average-Paradigma, einen anderen Ansatz für die Einstellung DecayFactor und AmplitudeFactor, die möglicherweise mehr relevant für Ihre Bedürfnisse, können Sie sagen, dass Sie wollen, dass die vorherigen, etwa 6 Artikeln gemittelt, es diskret tun, fügen Sie 6 Elemente und teilen durch 6, so Können Sie den AmplitudeFactor auf 1/6 und DecayFactor auf (1.0 - AmplitudeFactor) einstellen. Antwortete May 14 12 at 22:55 Jeder andere hat kommentiert gründlich über den Nutzen der IIR vs FIR, und auf Power-of-two-Division. Id nur, um einige Implementierungsdetails zu geben. Das untenstehende funktioniert gut auf kleinen Mikrocontrollern ohne FPU. Es gibt keine Multiplikation, und wenn Sie N eine Potenz von zwei halten, ist die gesamte Division ein-Zyklus-Bit-Verschiebung. Basic FIR-Ringpuffer: Halten Sie einen laufenden Puffer der letzten N-Werte und einen laufenden SUM aller Werte im Puffer. Jedes Mal, wenn eine neue Probe kommt, subtrahieren Sie den ältesten Wert im Puffer von SUM, ersetzen Sie ihn durch das neue Sample, fügen Sie das neue SUM zu SUM hinzu und geben Sie SUM / N aus. Modifizierter IIR-Ringpuffer: Halten Sie einen laufenden SUM der letzten N-Werte. Jedes Mal, wenn ein neues Sample eingeht, SUM - SUM / N, fügen Sie das neue Sample hinzu und geben SUM / N aus. Antwort # 1 am: August 28, 2008, um 13:45 Uhr Wenn Sie 399m lesen Sie Recht, you39re beschreiben ein erster Ordnung IIR-Filter der Wert you39re subtrahieren isn39t der älteste Wert, der herausfällt, sondern ist stattdessen der Durchschnitt der vorherigen Werte. Erstklassige IIR-Filter können sicherlich nützlich sein, aber I39m nicht sicher, was du meinst, wenn Sie vorschlagen, dass der Ausgang ist der gleiche für alle periodischen Signale. Bei einer Abtastrate von 10 kHz liefert das Einspeisen einer 100 Hz-Rechteckwelle in ein 20-stufiges Kastenfilter ein Signal, das für 20 Abtastungen gleichmäßig ansteigt, für 30 sitzt, für 20 Abtastungen gleichmäßig sinkt und für 30 sitzt. Ein erster Ordnung IIR-Filter. Ndash Supercat Aug 28 13 am 15:31 wird eine Welle, die scharf anfängt zu steigen und allmählich Niveaus in der Nähe (aber nicht auf) das Eingabe-Maximum, dann scharf beginnt zu fallen und allmählich in der Nähe (aber nicht auf) der Eingabe Minimum. Sehr unterschiedliches Verhalten. Ndash Supercat Ein Problem ist, dass ein einfacher gleitender Durchschnitt kann oder auch nicht nützlich sein. Mit einem IIR-Filter können Sie einen schönen Filter mit relativ wenigen Calcs erhalten. Die FIR Sie beschreiben kann Ihnen nur ein Rechteck in der Zeit - ein sinc in freq - und Sie können nicht die Seitenkeulen zu verwalten. Es kann lohnt sich, in ein paar ganzzahlige Multiplikatoren zu werfen, um es eine schöne symmetrische abstimmbare FIR, wenn Sie die Zeitschaltuhren ersparen können. Ndash ScottSeidman: Keine Notwendigkeit für Multiplikatoren, wenn man einfach jede Stufe der FIR entweder den Durchschnitt der Eingabe auf diese Stufe und ihre vorherigen gespeicherten Wert, und dann speichern Sie die Eingabe (wenn man hat Der numerische Bereich, man könnte die Summe anstatt den Durchschnitt verwenden). Ob das besser ist als ein Box-Filter, hängt von der Anwendung ab (die Sprungantwort eines Boxfilters mit einer Gesamtverzögerung von 1ms wird zum Beispiel eine böse d2 / dt-Spitze aufweisen, wenn der Eingang geändert wird, und wieder 1ms später, wird aber haben Die minimal mögliche d / dt für einen Filter mit einer Gesamtverzögerung von 1ms). Ndash supercat Wie mikeselectricstuff sagte, wenn Sie wirklich brauchen, um Ihren Speicherbedarf zu reduzieren, und Sie dont dagegen Ihre Impulsantwort ist eine exponentielle (anstelle eines rechteckigen Puls), würde ich für einen exponentiellen gleitenden durchschnittlichen Filter gehen . Ich nutze sie ausgiebig. Mit dieser Art von Filter, brauchen Sie nicht jeden Puffer. Sie brauchen nicht zu speichern N Vergangenheit Proben. Nur einer. So werden Ihre Speicheranforderungen um einen Faktor von N reduziert. Auch brauchen Sie keine Division für das. Nur Multiplikationen. Wenn Sie Zugriff auf Gleitpunktarithmetik haben, verwenden Sie Fließkomma-Multiplikationen. Andernfalls können ganzzahlige Multiplikationen und Verschiebungen nach rechts erfolgen. Allerdings sind wir im Jahr 2012, und ich würde Ihnen empfehlen, Compiler (und MCUs), mit denen Sie mit Gleitkommazahlen arbeiten können. Abgesehen davon, dass mehr Speicher effizienter und schneller (Sie dont haben, um Elemente in jedem kreisförmigen Puffer zu aktualisieren), würde ich sagen, es ist auch natürlich. Weil eine exponentielle Impulsantwort besser auf die Art und Weise reagiert, wie sich die Natur verhält, in den meisten Fällen. Ein Problem mit dem IIR-Filter fast berührt von Olin und Supercat, aber anscheinend von anderen ignoriert ist, dass die Rundung nach unten führt einige Ungenauigkeiten (und möglicherweise Bias / Trunkierung). Unter der Annahme, dass N eine Potenz von zwei ist und nur ganzzahlige Arithmetik verwendet wird, beseitigt das Shift-Recht systematisch die LSBs des neuen Samples. Das bedeutet, dass, wie lange die Serie jemals sein könnte, wird der Durchschnitt nie berücksichtigen. Nehmen wir z. B. eine langsam abnehmende Reihe (8,8,8,8,7,7,7,7,6,6) an und nehmen an, daß der Durchschnitt tatsächlich 8 ist. Die Faust 7 Probe bringt den Durchschnitt auf 7, unabhängig von der Filterstärke. Nur für eine Probe. Gleiche Geschichte für 6, usw. Jetzt denke an das Gegenteil. Die serie geht auf. Der Durchschnitt bleibt auf 7 für immer, bis die Probe groß genug ist, um es zu ändern. Natürlich können Sie für die Bias korrigieren, indem Sie 1 / 2N / 2, aber das nicht wirklich lösen, die Präzision Problem. In diesem Fall wird die abnehmende Reihe für immer bei 8 bleiben, bis die Probe 8-1 / 2 (N / 2) ist. Für N4 zum Beispiel, wird jede Probe über Null halten den Durchschnitt unverändert. Ich glaube, eine Lösung für das implizieren würde, um einen Akkumulator der verlorenen LSBs halten. Aber ich habe es nicht weit genug, um Code bereit, und Im nicht sicher, es würde nicht schaden, die IIR Macht in einigen anderen Fällen der Serie (zum Beispiel, ob 7,9,7,9 würde durchschnittlich 8 dann). Olin, Ihre zweistufige Kaskade würde auch eine Erklärung brauchen. Halten Sie zwei durchschnittliche Werte mit dem Ergebnis der ersten in die zweite in jeder Iteration eingezogen halten. Was ist der Nutzen dieses PIC18F2550 Projekt Board Das neue PIC18F2550 Projekt Board wurde als Entwicklungsplattform für studentische Projekte konzipiert. Die Platine verfügt über MCU: PIC18F2550 mit externem xtal, ADC: ein Kanal 0-2.5V Sigma-Delta-Wandler, Linear Technology LTC2400 / LTC2420, 6-Kanal 10 Bit ADC 0-5V, Anzeige: Zwei Anschlüsse für Text LCD oder GLCD, USB: onchip USB-Port mit B-Stecker, Netzteil: Onboard Low Dropout Regler, Akku, Code-Programmierung: 10-Pin-Header für In Circuit Loader. Die Platinenplattform eignet sich für die Entwicklung der mikrocontrollerbasierten Messtechnik. Die Schüler können die Signalaufbereitung Bord, steckt es auf PIC-Projekt-Board, entwickelt den Code und programmiert sie mit Loader-Kabel leicht. Die MCU ist 28-polig PIC18F2550 mit externem xtal als Option. Wir können internen Oszillator verwenden. Der Lader verwendet nur drei Pins, PGD, PGC und MCLR. J1 ist ICSP-Header, können wir es an das Application Board sowohl für Code-Laden und Laufen zu stecken. Die Benutzer-I / O-Ports sind 6-Kanal-Analogeingänge RA0-RA5. PORTB, RB0-RB7 ist für LCD-Schnittstelle. Benutzer können entweder Text-LCD am JR1-Anschluss oder GLCD am JF1-Anschluss wählen. PORTC, RC0-RC2 dient zur Anbindung des LTC2400 / LTC2420 SPI-Busses, Sigma-Delta-Wandler. RC4 und RC5 ist USB-Port-Signal. RC6 ist auch bei J2 erhältlich. RC7 ist Debug-LED. J1 ist ICSP-Header. D2 schützt VCC vor Hochspannungs-Programmierung am MCLR-Pin. U2 kann 20 Bit oder 24 Bit Auflösung, Sigma-Delta-Wandler, LTC2420 oder LTC2400 sein. J3 ist Jumper zur Auswahl der Unterdrückung der Gleichtaktrauschfrequenz, 50 Hz oder 60 Hz. Die Referenzspannung, 2.5V wird durch U3 LM336 erzeugt. Die Platine kann mit einer wiederaufladbaren Batterie, BT1, betrieben werden. Beispielcode: Schnittstelle LTC2400 Das in Abbildung 8 dargestellte Beispiel-c-Programm zeigt die Anbindung an den Sigma-Delta-Wandler LTC2400. Die MCU verwendet 4MHz Xtal mit HS Oszillator, keine Divisionsoption. Das Programm liest 24-Bit-Daten von LTC2400, führt digitale Filterung und zeigt Eingangsspannung in 0,1uV-Einheit. Erstellen Sie Ihre eigenen Accurate LC Meter (Kapazitanz Induktivität Meter) und starten Sie Ihre eigenen Spulen und Induktivitäten. Dieses LC Meter ermöglicht es, unglaublich kleine Induktivitäten zu messen, was es zu einem perfekten Werkzeug für die Herstellung aller Arten von HF-Spulen und Induktivitäten macht. LC Meter können Induktivitäten ab 10nH - 1000nH, 1uH - 1000uH, 1mH - 100mH und Kapazitäten von 0.1pF bis zu 900nF messen. Die Schaltung umfasst einen automatischen Bereich sowie Reset-Schalter und produziert sehr genaue und stabile Messwerte. Volt Ampere Meter misst Spannung von 0-70V oder 0-500V mit 100mV Auflösung und Stromaufnahme 0-10A oder mehr mit 10mA Auflösung. Das Messgerät ist eine perfekte Ergänzung für jede Stromversorgung, Batterieladegeräte und andere elektronische Projekte, bei denen Spannung und Strom überwacht werden müssen. Das Messgerät verwendet PIC16F876A Mikrocontroller mit 16x2 Hintergrundbeleuchtung LCD. BA1404 HI-FI Stereo-FM-Transmitter Mit dem eigenen Radio-Sender BA1404 HI-FI Stereo-FM-Transmitter überträgt hochwertiges Stereosignal im 88 MHz - 108 MHz FM-Band. Es kann an jede Art von Stereo-Audio-Quelle wie iPod, Computer, Laptop, CD-Player, Walkman, Fernsehen, Satellitenempfänger, Tape Deck oder andere Stereoanlage angeschlossen werden, um Stereo-Sound mit ausgezeichneter Klarheit in Ihrem Haus, Büro, Hof oder zu übertragen Lagerplatz. USB-IO-Board ist eine kleine spektakuläre kleine Entwicklungsplatine / Parallel-Port-Austausch mit PIC18F2455 / PIC18F2550 Mikrocontroller. USB IO Board ist kompatibel mit Windows / Mac OSX / Linux Computern. Wenn an der Windows-IO-Platine angeschlossen, wird als RS232-COM-Port angezeigt. Sie können 16 einzelne Mikrocontroller-I / O-Pins steuern, indem Sie einfache serielle Befehle senden. USB-IO-Board ist mit einem USB-Port mit Strom versorgt und kann bis zu 500mA für elektronische Projekte liefern. Das USB-IO-Board ist kompatibel mit dem Broadboard. ESR Meter / Capacitance / Induktivität / Transistor Tester Kit ESR Meter Kit ist ein erstaunliches Multimeter, das ESR-Werte misst, Kapazität (100pF - 20.000uF), Induktivität, Widerstand (0.1 Ohm - 20 MOhm), prüft viele verschiedene Arten von Transistoren wie NPN , PNP, FETs, MOSFETs, Thyristoren, SCRs, Triacs und viele Arten von Dioden. Es analysiert auch Transistor-Eigenschaften wie Spannung und Verstärkung. Es ist ein unersetzliches Werkzeug für die Fehlersuche und Reparatur von elektronischen Geräten durch Bestimmung von Leistung und Gesundheit von Elektrolyt-Kondensatoren. Im Gegensatz zu anderen ESR-Messgeräten, die nur den ESR-Wert messen, misst der Kondensator sowohl den ESR-Wert als auch dessen Kapazität alle zur gleichen Zeit. Audiophile Kopfhörerverstärker-Kit Audiophile Kopfhörerverstärker-Kit enthält hochwertige Audio-Komponenten wie Burr Brown OPA2134 OPAMP, ALPS Lautstärkeregler Potentiometer, Ti TLE2426 Rail Splitter, Ultra-Low ESR 220UF / 25V Panasonic FM Filterkondensatoren, Hochwertige WIMA Ein - und Auskopplungskondensatoren Und Vishay Dale Widerstände. 8-DIP-bearbeitete IC-Buchse ermöglicht den Austausch von OPA2134 mit vielen anderen Dual-Opamp-Chips wie OPA2132, OPA2227, OPA2228, Dual OPA132, OPA627, etc. Kopfhörerverstärker ist klein genug, um in Altoids Zinnbox passen und dank geringer Leistungsaufnahme kann Von einer einzigen 9V Batterie geliefert werden. Arduino Prototype ist ein spektakuläres Entwicklungsboard, das vollständig mit Arduino Pro kompatibel ist. Sein Steckbrett kompatibel, also kann es in ein breadboard für das schnelle Prototyping gesteckt werden, und es hat VCC GND Energienstifte, die auf beiden Seiten der PCB vorhanden sind. Seine kleine, leistungsstarke, aber dennoch anpassbar durch Onboard 2 x 7 Perfboard, die für den Anschluss von verschiedenen Sensoren und Anschlüsse verwendet werden können. Arduino Prototype verwendet alle Standard-Durchgangsloch-Komponenten für eine einfache Konstruktion, von denen zwei unterhalb der IC-Steckdose verborgen sind. Board-Features 28-PIN DIP-IC-Buchse, Benutzer austauschbar ATmega328 Mikrocontroller blitzte mit Arduino-Bootloader, 16MHz-Kristall-Resonator und einen Reset-Schalter. Es verfügt über 14 digitale Ein - / Ausgänge (0-13), davon 6 als PWM-Ausgänge und 6 analoge Eingänge (A0-A5). Arduino-Skizzen werden über einen USB-Seriell-Adapter, der mit einer 6-PIN-ICSP-Buchsenleiste verbunden ist, hochgeladen. Das Board wird mit einer Spannung von 2-5 V versorgt und kann mit einer Batterie wie einer Lithium-Ionen-Zelle, zwei AA-Zellen, einer externen Stromversorgung oder einem USB-Netzteil betrieben werden. 200m 4-Kanal 433MHz Wireless-RF-Fernbedienung Mit der Fähigkeit, verschiedene Geräte innerhalb oder außerhalb Ihres Hauses drahtlos steuern ist ein großer Komfort und kann Ihr Leben viel einfacher und macht Spaß. HF-Fernbedienung bietet eine lange Reichweite von bis zu 200m / 650ft und kann viele Anwendungen für die Steuerung von verschiedenen Geräten zu finden, und es funktioniert sogar durch die Wände. 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